电子电路大全(PDF格式)-第59部分
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小信号性能可由图 4…2 模型中用gm2vout＝0（考虑M2 的栅极交流接地）来求得。小信
号电压增益为：
1
v …g 2K ' W 2 …1 1
out = m1 = N 1 ∝
g ＋g ＋
v L I D λ λ
in ds 1 ds 2 1 1 2 I D
（4…4）
取决于器件尺寸、电流和使用的技术，这个电路的典型增益在－10～－100 的范围内。
为了用电阻性负载得到类似的增益，必须使用远远高于 5V的电源电压。电阻性负载方法还
会大大提高功率损耗。但是，这里应该提到的是：对于低增益、高频率级，（如果不需要大
量硅面积）用电阻负载会更理想，因为它们一般都有较小的寄生电容。它们通常还比有源
负载噪声小。
这是个有意义的结果：随着直流电流的减小，增益上升。这是因为输出电导正比于偏
置电流，而跨导正比于偏置电流的平方根。增益随ID减小而增加可一直保持到电流接近亚
阀值工作区，即弱反型层出现，此时跨导变为正比于偏置电流且小信号电压增益成为偏置
电流函数的常数。如果我们假设亚阀区发生在电流近似为 1μА的时候，又如果（W/L）
1=（W/L）2=10，使用 0。8μm模型的参数值可给出图 4…1（b）所示的电流负载CMOS共源放大
器的最大增益近似为－521V/V。图 4…3 示出了电流源负载作为直流偏置电流的函数的典型
关系（假设亚区效应发生在近似等于 1μА的时候）。
图 4…3 漏极电流对电流源共源放大器的小信号电压增益的影响
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电流源负载CMOS共源放大器的小信号输出电阻抗可从图 4…2（gm2vout＝0）求得：
1 1
Rout = g ＋g =I D （λ＋λ）
1 2
ds 1 ds 2
（4…5）
如果ID＝200μА，沟道长度为 1μm，采用 0。8μm的模型参数值，电流源CMOS共源放
大器的输出阻抗近似为 56kΩ，与有源负载CMOS共源放大器相比此输出阻抗较高。然而，
此结果导致带宽降低。
例：在上面电路中，晶体管W/L＝100um/1。6um。假设unCox=90uA/V2， upCox=30uA/V2，
Ibias＝100uA，rds…n=＇8000L（um）＇/＇ID（mA）＇， rds…p=＇12000L（um）＇/＇ID（mA）＇，这一级
的增益是多少？
解：gm1 的值由下式得出
gm1＝＇2unCox（W/L）ID1＇1/2=1。06mA/V
同时
Rds1=8000*1。6/0。1=128kΩ
Rds2=12000*1。6/0。1=192kΩ
vout …g m1
= =
有 vin g ds 1 ＋g ds 2 …1。06（128｜｜192）=…81。4
与电流源负载CMOS共源放大器对应的是电流漏共源放
大器，如图 4…4 所示结构。
它的特性和电流源负载相似
图 4…4 电流漏 4。3 推挽共源放大器
如图 4…1（a）和图 4…1（b）中M2 的栅极接到M1 的栅极，即为图 4…1（c）所示的推挽
S共源放大器。比较电流源和推挽共源放大器，可以得出，采用同样的晶体管，推挽共
源放大器具有更高的增益。这是由于两个晶体管都由vIN驱动的缘故。推挽共源放大器的另
一个优点是它的输出可以端到端的满摆幅工作。
推挽共源放大器的小信号能取决与它的工作区。如果假设M1，M2 都处于饱和区，就能
得到最大电压增益。我们可以借助图 4…5 来分析小信号性能。
图 4…5 图 4…1（c）小信号模型
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小信号电压增益是：
K ' W1 ＋ K ' W2
g ＋g ） N P
vout = （m1 m2 = 2 L1 L2
v g ＋g I D ＋
in λ λ
ds1 ds 2 1 2
（4…6）
我们注意到与电流源/漏共源放大器一样，电压增益同样受直流电流的影响。
4。4 HSPICE 仿真分析电流源负载共源放大电路
（1）电路结构
（2）直流分析
电路如图 4…6 所示，试用HSPICE仿真器得到
Vout作为Vin函数关系的曲线。确定Vout＝0V时
Vin的直流值。
EX 4。1 mon source amp
。option post=2 numdgt=7 tnom=27
M1 2 1 0 0 nch W=5u L=1u
M2 2 3 4 4 pch w=5u L=1u
M3 3 3 4 4 pch w=5u L=1u
R1 3 0 100k
Vin 1 0 dc 5
Vdd 4 0 dc 5
图 4…6 电流源负载共源放大器结构
。MODEL nch NMOS VTO=0。7 KP=110U GAMMA=0。4 LAMBDA=0。04 PHI=0。7
。MODEL pch PMOS VTO=…0。7 KP=50U GAMMA=0。57 LAMBDA=0。05 PHI=0。8
。dc vin 0 5 0。1
。print dc v（2）
。end
分析结果：
图 4…7 电流源负载共源放大器直流特性仿真
34
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（3）交流分析
假设输出端接 5PF的电容，当放大器被偏置在过渡区时，试用HSPICE获得
Vout（ω）/Vin（ω）的小信号频率响应，给出从 100Hz到 100MHz范围内的幅度和相位响应。
EX 4。2 mon source amp AC analysis
。option post=2 numdgt=7 tnom=27
M1 2 1 0 0 nch W=5u L=1u
M2 2 3 4 4 pch w=5u L=1u
M3 3 3 4 4 pch w=5u L=1u
CL 2 0 5P
R1 3 0 100k
Vin 1 0 dc 1。07 AC 1
Vdd 4 0 dc 5
。MODEL nch NMOS VTO=0。7 KP=110U GAMMA=0。4 LAMBDA=0。04 PHI=0。7
。MODEL pch PMOS VTO=…0。7 KP=50U GAMMA=0。57 LAMBDA=0。05 PHI=0。8
。ac dec 20 100 100MEG
。op
。print ac vm（2） vdb（2） vp（2）
。end
分析结果：
图 4…8 电流源负载共源放大器交流特性仿真
35
…………………………………………………………Page 484……………………………………………………………
（4）瞬态分析
当电路输入脉冲信号时的瞬态响应，仿真时间从 0 到 4us。
EX 4。3 mon source amp TRansient analysis
。option post=2 numdgt=7 tnom=27
M1 2 1 0 0 nch W=5u L=1u
M2 2 3 4 4 pch w=5u L=1u
M3 3 3 4 4 pch w=5u L=1u
CL 2 0 5P
R1 3 0 100k
Vin 1 0 PWL（0 0v 1u 0v 1。05u 3v 3u 3v 3。05u 0v 6u 0v）
Vdd 4 0 dc 5
。MODEL nch NMOS VTO=0。7 KP=110U GAMMA=0。4 LAMBDA=0。04 PHI=0。7
。MODEL pch PMOS VTO=…0。7 KP=50U GAMMA=0。57 LAMBDA=0。05 PHI=0。8
。tran 0。01u 4u
。print tran v（2） v（1）
。end
分析结果：
图 4…9 电流源负载共源放大器瞬态响应仿真
36
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第 5 章 共源共栅放大电路分析与设计
5。1 共源共栅放大器原理及分析
与反相放大器相比，共源共栅放大器有两
个显著的优点：首先，它提供更高的输出阻抗，
类似于共源共栅电流漏和共源共栅电流镜。其
次，它减小了放大器输入端的米勒电容效应，
这一点在设计运算放大器的频率性能时是很重
要的。图 5…1 示出由晶体管M1、M2 和M3 构成的
简单共源共栅放大器。除M2 之外，共源共栅放
大器与电流源CMOS反相器一样。M2 的主要功能
是使M1 漏极的小信号阻抗变小。从M2 的漏极看
图 5…1 简单共源共栅放大器 r g r
进去的小信号电阻近似为 ds 1 m 2 ds 2 ，比从M3
r
的漏极看进去的小信号阻抗 ds 3 大的多。共源共栅放大器的小信号增益大约是共源反相器
R
的两倍，因为 OUT 为原来的两倍。
（1） 共源共栅的小信号特性
图 5…2（a）忽略 M2 体效应后的共源共栅放大器的小信号模型
图 5…2 （b）共源共栅放大器的简化等效模型
图 5…1 所示的简单共源共栅放大器的小信号性能可以用图 5…2（a）的小信号模型来分
析，此模型简化后如图 5…2（b）所示。为简化起见，我们忽略了M2 的体效应。这里的简化采
用了电流源拆分和置换原理。采用节点分析为：
（g ＋g ＋g ）v …g v =…g v
ds 1 ds 2 m 2 1 ds 2 OUT m1 in
（5…1）
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…………………………………………………………Page 486……………………………………………………………
…（g ＋g ）v ＋（g ＋g ）v =0
ds 2 m 2 1 ds 2 ds3 OUT
